開關(guān)電源中電流反饋控制模式的工作原理、優(yōu)缺點(diǎn)
1 引言
PWM 型開關(guān)穩(wěn)壓電源是一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng) , 其基本工作原理就是在輸入電壓、內(nèi)部元器件參數(shù)、外接負(fù)載等因素發(fā)生變化時(shí),通過檢測(cè)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值,利用差值調(diào)節(jié)主電路功率開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度,從而改變輸出電壓的平均值,使得開關(guān)電源的輸出電壓保持穩(wěn)定.
以開關(guān)電源中的降壓型變換為例(其它類型如正激型、推挽型等,均可由降壓型派生得到),圖 1 表示了該變換器的主電路的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).
根據(jù)選用不同的 PWM 控制模式,圖 1 電路中的輸入電壓 Uin 、輸出電壓 Uo 、開關(guān)功率器件電流 ( 可從 A 點(diǎn)采樣 ) 、輸出電感電流 ( 可從 B 或 C 點(diǎn)采樣 ) 均可作為控制信號(hào),用于完成穩(wěn)壓調(diào)節(jié)過程.目前在開關(guān)電源中廣泛使用的控制方式是通過對(duì)輸出電壓或電流 ( 功率開關(guān)器件或輸出電感上流過的電流 ) 進(jìn)行采樣,即形成 2 類控制方式:電壓控制模式與電流控制模式.
2 電流控制模式的工作原理
圖 2 為檢測(cè)輸出電感電流的電流型控制的基本原理框圖.它的主要特點(diǎn)是:將采樣得到的電感電流直接反饋去控制功率開關(guān)的占空比,使功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓反饋電路中誤差放大器輸出的信號(hào).從圖 2 中可以看出 , 與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比 , 電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng),外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成,內(nèi)環(huán)由互感器采樣輸出電感電流形成.在該雙環(huán)控制中,由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán),即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升,直至達(dá)到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓閾值.電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速進(jìn)行逐個(gè)脈沖比較工作的,并且監(jiān)測(cè)輸出電感電流的動(dòng)態(tài)變化,電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓.因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬.
實(shí)際電路以單端正激型電源為例,如圖 3 所示.誤差電壓信號(hào) Ue 送至 PWM 比較器后,并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜波比較調(diào)寬,而是與一個(gè)變化的、峰值代表功率開關(guān)上的電流信號(hào) ( 由 Rs 上采樣得到 ) 的三角狀波形信號(hào) ( 電感電流不連續(xù) ) 或矩形波上端疊加三角波合成波形信號(hào) ( 電感電流連續(xù) ) 比較,然后得到 PWM 脈沖關(guān)斷時(shí)刻.在電路中,電流的采樣通常使用一只在 MOSFET 源極與地之間串聯(lián)的電阻完成,有時(shí)為了提高效率,也可通過在 MOSFET 源極上接一只電流互感器獲得電流采樣信號(hào).圖 4 為各相關(guān)點(diǎn)的波形.
圖 3 電路穩(wěn)壓原理可以簡(jiǎn)述如下:當(dāng)輸入電壓變化時(shí),由于變壓器的初級(jí)電流上升率發(fā)生變化,即 Ur 波形上端的三角波部分的斜率變化,導(dǎo)致 Ur 與 Ue 相交的時(shí)間提前或滯后,從而使輸出脈沖寬度變化,達(dá)到輸出電壓值的穩(wěn)定;而當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí), Ur 與 Ue 同時(shí)變大或變小,使得電感電流對(duì)輸出濾波電容的充電電流發(fā)生變化,以保持輸出電壓穩(wěn)定.
3 電流型控制的優(yōu)缺點(diǎn)
3 1 電流型控制模式的優(yōu)點(diǎn)
1) 線性調(diào)整率(電壓調(diào)整率)非常好,這是因?yàn)檩斎腚妷旱淖兓⒓捶从碁殡姼须娏鞯淖兓?無須經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度,再加上輸出電壓到誤差放大器的控制,使得電壓調(diào)整率更好.由于對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)快,故適合于負(fù)載快速變化時(shí)對(duì)響應(yīng)速度要求較高的場(chǎng)所.
2) 雖然電源的 L - C 濾波電路為二階電路,但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后,只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時(shí),才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化.即誤差電壓決定電感電流上升的程度,進(jìn)而決定功率開關(guān)的占空比.因此,可看作是一個(gè)電流源,電感電流與負(fù)載電流之間有了一定的約束關(guān)系,使電感電流不再是獨(dú)立變量,整個(gè)反饋電路變成了一階電路,由于反饋信號(hào)電路與電壓型相比,減少了一階,因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡(jiǎn)化,穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響,具有更大的增益帶寬乘積.
3) 在推挽型和全橋型開關(guān)電源中,由于 2 個(gè)開關(guān)器件本身的壓降和開關(guān)延遲時(shí)間不一定完全一致等原因,容易引起變壓器的直流偏磁.采用電流型控制,由于峰值電感電流提供自動(dòng)的磁通平衡功能,可以有效地減少或消除直流偏磁,避免了變壓器的磁飽和.
4) 具有瞬時(shí)峰值電流限流功能,這是由于受控的電流在上升到設(shè)定值時(shí),會(huì)使 PWM 停止輸出,因此電流型自身具有固有的逐個(gè)脈沖限流功能,在電路中不必另外附加限流保護(hù)電路;而且這種峰值電感電流檢測(cè)技術(shù)可以較精確地限制最大電流,從而使開關(guān)電源中的功率變壓器和開關(guān)管不必有較大的冗余,就能保證可靠工作.
5 )使用電流型控制,簡(jiǎn)化了反饋控制補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、負(fù)載限流、磁通平衡等電路的設(shè)計(jì),減少了元器件的數(shù)量和成本,這對(duì)提高開關(guān)電源的功率密度,實(shí)現(xiàn)小型化,模塊化具有重要的意義.
3.2 電流型控制模式的缺點(diǎn)
1) 占空比大于 50 %時(shí)系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性,可能會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩;另外,在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限,在升壓型和降壓-升壓型電路中,由于儲(chǔ)能電感不在輸出端,存在峰值電流與平均電流的誤差.
2) 對(duì)噪聲敏感,抗噪聲性差.因?yàn)殡姼刑幱谶B續(xù)儲(chǔ)能電流狀態(tài),開關(guān)器件的電流信號(hào)的上升斜坡斜率通常較小,電流信號(hào)上的較小的噪聲就很容易使得控制誤動(dòng)作,改變關(guān)斷時(shí)刻,使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩.
3) 在要求輸入/輸出隔離的電路類型中,對(duì)隔離變壓器的設(shè)計(jì)要求較高.例如在單端正激式電路中,為保證從開關(guān)管上取樣的電流斜波具有一定的斜率,要求變壓器初級(jí)的電感量較小,但這樣會(huì)使勵(lì)磁電流增加,效率下降.因此需要協(xié)調(diào)好二者的關(guān)系.
4 )電流型控制不大適合于半橋型開關(guān)電源.這是因?yàn)樵诎霕蚴诫娐分?通過橋臂 2 只電容的放電維持變壓器初級(jí)繞組的伏-秒平衡;當(dāng)電流型控制通過改變占空比而糾正伏-秒不平衡時(shí),會(huì)導(dǎo)致這 2 只電容放電不平衡,使電容分壓偏離中心點(diǎn),然而電流型控制在此情況下試圖進(jìn)一步改變占空比,使電容分壓更加偏離中心點(diǎn),形成惡性循環(huán).
4 電流型控制模式中的斜波補(bǔ)償
4.1 電流型控制存在問題的改善
針對(duì)電流型控制中的主要缺點(diǎn),目前許多電流型控制 PWM 芯片均提供了斜波補(bǔ)償功能,它可以有效改善電流型控制中存在的以下幾個(gè)問題:
1 )開環(huán)不穩(wěn)定性電流型電源的占空比大于 50 %時(shí),就存在電流控制內(nèi)環(huán)工作不穩(wěn)定的問題.如果給電流控制內(nèi)環(huán)增加一個(gè)斜波補(bǔ)償信號(hào),則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作.斜波補(bǔ)償工作原理如下所述.
圖 5 表示了由誤差電壓 Ue 控制的電流型變換器的波形,假如由于某種原因 , 產(chǎn)生一個(gè)攏動(dòng)電流 ΔI 加至電感電流 IL ,當(dāng)占空比 <0.5 時(shí),從圖 5 所示可以看出這個(gè)攏動(dòng) ΔI 將隨時(shí)間的變化而減小;但當(dāng)占空比 >0.5 時(shí),這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加,如圖 6 所示.擾動(dòng)量的增加可能會(huì)導(dǎo)致電路工作的不穩(wěn)定,產(chǎn)生次諧波振蕩.擾動(dòng)量的變化可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示為:
式中: m1 , m2 分別是電感電流上升和下降的斜率;
ΔI1 表示經(jīng)過一個(gè)周期后擾動(dòng)量的大小.
為了消除這種振蕩,可引入斜率為- m 的斜波信號(hào),如圖 7 所示.這個(gè)斜波電壓既可加至電流波形上,也可以從誤差電壓中減去.這樣一來,擾動(dòng)量變?yōu)?
為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作,應(yīng)使斜波補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率 m2 的 1/2 ,從而保證變換器的占空比大于 50 %時(shí)變換器能穩(wěn)定工作.
2 )減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法.因?yàn)榉逯惦娏?nbsp;( 流過功率開關(guān)或電感上 ) 在實(shí)際電路中容易進(jìn)行采樣,而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致.但是,電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差,峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng),因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下,相同的峰值電感電流可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流,如圖 8 所示.
而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素.與消除次諧波振蕩的方法類似,利用斜波補(bǔ)償可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的影響,使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流,如圖 9 所示.
PWM 型開關(guān)穩(wěn)壓電源是一個(gè)閉環(huán)控制系統(tǒng) , 其基本工作原理就是在輸入電壓、內(nèi)部元器件參數(shù)、外接負(fù)載等因素發(fā)生變化時(shí),通過檢測(cè)被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值,利用差值調(diào)節(jié)主電路功率開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度,從而改變輸出電壓的平均值,使得開關(guān)電源的輸出電壓保持穩(wěn)定.
以開關(guān)電源中的降壓型變換為例(其它類型如正激型、推挽型等,均可由降壓型派生得到),圖 1 表示了該變換器的主電路的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu).
根據(jù)選用不同的 PWM 控制模式,圖 1 電路中的輸入電壓 Uin 、輸出電壓 Uo 、開關(guān)功率器件電流 ( 可從 A 點(diǎn)采樣 ) 、輸出電感電流 ( 可從 B 或 C 點(diǎn)采樣 ) 均可作為控制信號(hào),用于完成穩(wěn)壓調(diào)節(jié)過程.目前在開關(guān)電源中廣泛使用的控制方式是通過對(duì)輸出電壓或電流 ( 功率開關(guān)器件或輸出電感上流過的電流 ) 進(jìn)行采樣,即形成 2 類控制方式:電壓控制模式與電流控制模式.
2 電流控制模式的工作原理
圖 2 為檢測(cè)輸出電感電流的電流型控制的基本原理框圖.它的主要特點(diǎn)是:將采樣得到的電感電流直接反饋去控制功率開關(guān)的占空比,使功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓反饋電路中誤差放大器輸出的信號(hào).從圖 2 中可以看出 , 與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比 , 電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng),外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成,內(nèi)環(huán)由互感器采樣輸出電感電流形成.在該雙環(huán)控制中,由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán),即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升,直至達(dá)到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓閾值.電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速進(jìn)行逐個(gè)脈沖比較工作的,并且監(jiān)測(cè)輸出電感電流的動(dòng)態(tài)變化,電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓.因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬.
實(shí)際電路以單端正激型電源為例,如圖 3 所示.誤差電壓信號(hào) Ue 送至 PWM 比較器后,并不是像電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜波比較調(diào)寬,而是與一個(gè)變化的、峰值代表功率開關(guān)上的電流信號(hào) ( 由 Rs 上采樣得到 ) 的三角狀波形信號(hào) ( 電感電流不連續(xù) ) 或矩形波上端疊加三角波合成波形信號(hào) ( 電感電流連續(xù) ) 比較,然后得到 PWM 脈沖關(guān)斷時(shí)刻.在電路中,電流的采樣通常使用一只在 MOSFET 源極與地之間串聯(lián)的電阻完成,有時(shí)為了提高效率,也可通過在 MOSFET 源極上接一只電流互感器獲得電流采樣信號(hào).圖 4 為各相關(guān)點(diǎn)的波形.
圖 3 電路穩(wěn)壓原理可以簡(jiǎn)述如下:當(dāng)輸入電壓變化時(shí),由于變壓器的初級(jí)電流上升率發(fā)生變化,即 Ur 波形上端的三角波部分的斜率變化,導(dǎo)致 Ur 與 Ue 相交的時(shí)間提前或滯后,從而使輸出脈沖寬度變化,達(dá)到輸出電壓值的穩(wěn)定;而當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí), Ur 與 Ue 同時(shí)變大或變小,使得電感電流對(duì)輸出濾波電容的充電電流發(fā)生變化,以保持輸出電壓穩(wěn)定.
3 電流型控制的優(yōu)缺點(diǎn)
3 1 電流型控制模式的優(yōu)點(diǎn)
1) 線性調(diào)整率(電壓調(diào)整率)非常好,這是因?yàn)檩斎腚妷旱淖兓⒓捶从碁殡姼须娏鞯淖兓?無須經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度,再加上輸出電壓到誤差放大器的控制,使得電壓調(diào)整率更好.由于對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)快,故適合于負(fù)載快速變化時(shí)對(duì)響應(yīng)速度要求較高的場(chǎng)所.
2) 雖然電源的 L - C 濾波電路為二階電路,但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后,只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時(shí),才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化.即誤差電壓決定電感電流上升的程度,進(jìn)而決定功率開關(guān)的占空比.因此,可看作是一個(gè)電流源,電感電流與負(fù)載電流之間有了一定的約束關(guān)系,使電感電流不再是獨(dú)立變量,整個(gè)反饋電路變成了一階電路,由于反饋信號(hào)電路與電壓型相比,減少了一階,因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡(jiǎn)化,穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響,具有更大的增益帶寬乘積.
3) 在推挽型和全橋型開關(guān)電源中,由于 2 個(gè)開關(guān)器件本身的壓降和開關(guān)延遲時(shí)間不一定完全一致等原因,容易引起變壓器的直流偏磁.采用電流型控制,由于峰值電感電流提供自動(dòng)的磁通平衡功能,可以有效地減少或消除直流偏磁,避免了變壓器的磁飽和.
4) 具有瞬時(shí)峰值電流限流功能,這是由于受控的電流在上升到設(shè)定值時(shí),會(huì)使 PWM 停止輸出,因此電流型自身具有固有的逐個(gè)脈沖限流功能,在電路中不必另外附加限流保護(hù)電路;而且這種峰值電感電流檢測(cè)技術(shù)可以較精確地限制最大電流,從而使開關(guān)電源中的功率變壓器和開關(guān)管不必有較大的冗余,就能保證可靠工作.
5 )使用電流型控制,簡(jiǎn)化了反饋控制補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)、負(fù)載限流、磁通平衡等電路的設(shè)計(jì),減少了元器件的數(shù)量和成本,這對(duì)提高開關(guān)電源的功率密度,實(shí)現(xiàn)小型化,模塊化具有重要的意義.
3.2 電流型控制模式的缺點(diǎn)
1) 占空比大于 50 %時(shí)系統(tǒng)可能出現(xiàn)不穩(wěn)定性,可能會(huì)產(chǎn)生次諧波振蕩;另外,在電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇上也有局限,在升壓型和降壓-升壓型電路中,由于儲(chǔ)能電感不在輸出端,存在峰值電流與平均電流的誤差.
2) 對(duì)噪聲敏感,抗噪聲性差.因?yàn)殡姼刑幱谶B續(xù)儲(chǔ)能電流狀態(tài),開關(guān)器件的電流信號(hào)的上升斜坡斜率通常較小,電流信號(hào)上的較小的噪聲就很容易使得控制誤動(dòng)作,改變關(guān)斷時(shí)刻,使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩.
3) 在要求輸入/輸出隔離的電路類型中,對(duì)隔離變壓器的設(shè)計(jì)要求較高.例如在單端正激式電路中,為保證從開關(guān)管上取樣的電流斜波具有一定的斜率,要求變壓器初級(jí)的電感量較小,但這樣會(huì)使勵(lì)磁電流增加,效率下降.因此需要協(xié)調(diào)好二者的關(guān)系.
4 )電流型控制不大適合于半橋型開關(guān)電源.這是因?yàn)樵诎霕蚴诫娐分?通過橋臂 2 只電容的放電維持變壓器初級(jí)繞組的伏-秒平衡;當(dāng)電流型控制通過改變占空比而糾正伏-秒不平衡時(shí),會(huì)導(dǎo)致這 2 只電容放電不平衡,使電容分壓偏離中心點(diǎn),然而電流型控制在此情況下試圖進(jìn)一步改變占空比,使電容分壓更加偏離中心點(diǎn),形成惡性循環(huán).
4 電流型控制模式中的斜波補(bǔ)償
4.1 電流型控制存在問題的改善
針對(duì)電流型控制中的主要缺點(diǎn),目前許多電流型控制 PWM 芯片均提供了斜波補(bǔ)償功能,它可以有效改善電流型控制中存在的以下幾個(gè)問題:
1 )開環(huán)不穩(wěn)定性電流型電源的占空比大于 50 %時(shí),就存在電流控制內(nèi)環(huán)工作不穩(wěn)定的問題.如果給電流控制內(nèi)環(huán)增加一個(gè)斜波補(bǔ)償信號(hào),則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作.斜波補(bǔ)償工作原理如下所述.
圖 5 表示了由誤差電壓 Ue 控制的電流型變換器的波形,假如由于某種原因 , 產(chǎn)生一個(gè)攏動(dòng)電流 ΔI 加至電感電流 IL ,當(dāng)占空比 <0.5 時(shí),從圖 5 所示可以看出這個(gè)攏動(dòng) ΔI 將隨時(shí)間的變化而減小;但當(dāng)占空比 >0.5 時(shí),這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加,如圖 6 所示.擾動(dòng)量的增加可能會(huì)導(dǎo)致電路工作的不穩(wěn)定,產(chǎn)生次諧波振蕩.擾動(dòng)量的變化可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示為:
式中: m1 , m2 分別是電感電流上升和下降的斜率;
ΔI1 表示經(jīng)過一個(gè)周期后擾動(dòng)量的大小.
為了消除這種振蕩,可引入斜率為- m 的斜波信號(hào),如圖 7 所示.這個(gè)斜波電壓既可加至電流波形上,也可以從誤差電壓中減去.這樣一來,擾動(dòng)量變?yōu)?
為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作,應(yīng)使斜波補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率 m2 的 1/2 ,從而保證變換器的占空比大于 50 %時(shí)變換器能穩(wěn)定工作.
2 )減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法.因?yàn)榉逯惦娏?nbsp;( 流過功率開關(guān)或電感上 ) 在實(shí)際電路中容易進(jìn)行采樣,而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致.但是,電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差,峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng),因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下,相同的峰值電感電流可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流,如圖 8 所示.
而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素.與消除次諧波振蕩的方法類似,利用斜波補(bǔ)償可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的影響,使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流,如圖 9 所示.
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