開關電源的輸出濾波電感，也稱為平滑扼流圈。它的作用，主要是將整流后的電流進行展平，以得到較穩(wěn)定的輸出和平滑的波形。為了取得更好的效果，是否可以取較大的電感值呢？答案并非如此，取值過大時，反而會引起其它方面的不良影響。

　　在參考文獻[1]一書中，作者在他試制一臺500W半橋式開關電源時，就遇到了這樣的情況。

　　由于輸出電流較大，因此采用分流的辦法，用了兩只外徑為φ40mm的MPP磁粉芯。（文獻[1]第161頁）

　　開始繞了24匝，即N=24，L=58μH。當Io=15～30A（平均每只IL=7.5～15A）時，高壓開關脈沖波形發(fā)生嚴重的自激抖動，高頻振蕩明顯加劇，強烈的尖刺干擾從副邊反射到原邊電路，甚至在電網(wǎng)輸入線和＋20V輔助電源線上，都疊加了幅度高達5～6V的高頻噪聲干擾，并且在控制模塊SG3525A的兩輸出端和高壓開關管中點上脈沖都明顯可見。

　　接著將匝數(shù)減少10匝，即N=14，L=20.6μH。Io=20～25A（平均每只IL=10～12.5A），開始穩(wěn)定了。Io=30A（平均每只IL=15A）時，高壓脈沖波形后沿仍有抖動。

　　最后，匝數(shù)減少到只有8～10匝，L=10.1μH。Io=30A（平均每只IL=15A）時也能穩(wěn)定工作了。

　　現(xiàn)在，對以上情況作一下簡要分析。

　　根據(jù)作者在該書后面（文獻[1]第234頁）關于輸出濾波電感的計算公式

L=(Vi－Vo)ton/(2Iomin)    （1）

　　而Iomin一般取Io的(5～10)％，單只磁芯IL=15A的10％為1.5A。

　　開關頻率fsw=80kHz。即T=12.5μs。Vi=18V，Vo=15V。

ton=(Vo/Vi)×(T/2)    (2)

ton=(15/18)×(12.5/2)=5.2μs

L=(18－15)×5.2/(2×1.5)=5.2μH。

　　這就告訴我們，電感量的最小值為5.2μH，或者說臨界電感值為5.2μH。下面根據(jù)伏安（微）秒平衡的原理，來分析上述情況。

　　磁能量W為

W=(1/2)LI2(VAs)or(VAμs)（3）

　　電能功率P為

P=(1/2)LI2fsw（VA）    （4）

　　公式轉(zhuǎn)換后為

P/fsw=(1/2)LI2

圖1  電原理圖

　　將P用VI替代，1/fsw用T替代，得以下關系式

VIT=LI2/2      (5)

　　對照圖1可知，V=Vi=18V，I=IL=15A。就有

VIT=18×15×12.5=270×12.5=3375VAμs。

　　當N=24，Lo=58μH，15A時實際電感值取60％，L15=58×0.6=35μH。

　　當N=14，Lo=20.6μH，15A時實際電感值取80％，L15=20.6×0.8=16.5μH。

　　當N=10，Lo=10.6μH，15A時實際電感值取95％，L15=10.6×0.95=10.1μH。

　　分別得到各組磁能為

WN=24=0.5×35×152=3937.5VAμs（6）

WN=14=0.5×16.5×152=1856.25VAμs（7）

WN=10=0.5×10.1×152=1136.25VAμs（8）

　　前面計算的磁能為3375VAμs，實際上在占空比等于0.5時，還要折半就只有1687.5VAμs了。

　　顯然，這點磁能——1687.5VAμs無法滿足式（6）和（7）這兩種情況。只有在式（8）時磁電能完全滿足要求，因此才能穩(wěn)定地工作。

　　比較理想的情況是，電感值能隨著輸出電流變化而變化。起始電感值，要根據(jù)磁芯飽和曲線來確定為臨界電感值的1.5～3倍，不宜過大。以上分析，是否對頭，敬請專家同仁指正。