通常，高頻率運作的開關電源 (SMPS)允許使用小型無源組件，而硬開關模式則會引起開關損耗增大，為了降低高開關頻率下的開關損耗，業(yè)界開發(fā)了諸多軟開關技術，其中負載諧振技術和零電壓轉換技術都獲得廣泛使用。

負載諧振技術利用電容和電感在整個開關期間的諧振特性，使得開關頻率隨著輸入電壓和負載電流而變化。開關頻率的改變，如脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 給含有輸入濾波器的SMPS 設計人員帶來了困難。因為這里沒有用于濾波的輸出電感，所以輸出整流二極管兩端的鉗制電壓允許設計人員選擇低額定電壓二極管。然而，當負載電流增加時，輸出電感的缺位給輸出電容帶來了負擔，因而負載諧振技術不適用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應用。另一方面，零電壓轉換技術利用的是電路寄生成分僅在開關開啟和關斷轉換瞬間才出現(xiàn)的諧振特性。這些技術的優(yōu)勢之一是利用了寄生組件如主變壓器的漏電感和開關的輸出電容，因而無需增添更多的外部組件來實現(xiàn)軟開關。此外，這些技術使用具有固定開關頻率的脈寬調(diào)制 (PWM) 技術，因而，這些技術相比負載諧振技術更易于理解、分析和設計。

由于非對稱 PWM 半橋轉換器具有簡單配置和零電壓開關 (ZVS) 特性，因此是使用零電壓轉換技術的最常見拓撲之一。不僅如此，相比負載諧振拓撲如 LLC 轉換器，非對稱 PWM 半橋轉換器具有一個輸出電感，其輸出電流的紋波成分小得可以由一個適當?shù)妮敵鲭娙輥硖幚怼Ｓ捎谝子诜治龊驮O計，且具有一個輸出電感，所以非對稱 PWM 半橋轉換器通常用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應用如PC電源和服務器電源。為了更好地處理輸出電流，往往在次級端使用一個同步整流器，因為傳導損耗可作為替代二極管損耗的電阻損耗。相比 LLC 轉換器，實現(xiàn)用于非對稱半橋轉換器的同步整流器驅動器更為便利，此外，電流倍增器是增加主變壓器在高輸出電流下的利用率的常用方案。

本文描述帶有電流倍增器和同步整流器的非對稱 PWM 半橋轉換器的普遍特性，并列舉一個示例及某些實驗結果，該示例使用針對非對稱受控拓撲的功率開關。

帶有電流倍增器和同步整流器的非對稱 PWM 半橋轉換器的優(yōu)勢

對于具有低輸出電壓和高輸出電流的應用，廣泛使用電流倍增器。圖 1 所示為處于次級端帶有電流倍增器的非對稱 PWM 半橋轉換器，次級線圈是單端配置而輸出電感分為兩個較小的電感。為了提高總體效率，使用具有低 RDS(ON) 的 MOSFET 構成的同步整流器 (Synchronous Rectifier, SR)。與傳統(tǒng)的中心抽頭式 (center-tapped) 配置相比，電流倍增器具有多項優(yōu)勢：首先，勵磁電流的 DC 成分小于或等于中心抽頭式配置的 DC 成分，因而變壓器可以使用較小的磁芯。當每個輸出電感承擔負載電流的一半時，勵磁電流與中心抽頭式配置相似。如果輸出電感承擔的負載電流不均衡，勵磁電流就會減少。其次，次級線圈電流的平方根值 (root-mean-square, RMS) 小于中心抽頭式配置，這是因為幾乎一半的負載電流流經(jīng)各個輸出電感。鑒于此，次級線圈的電流密度低，可以使用相同的磁芯和相同的線材規(guī)格。第三，其繞組本身較中心抽頭式方案簡單，尤其值得關注的是由于變壓器線引腳數(shù)量的限制，可用于多輸出應用。第四，可以更便利、有效地從輸出電感獲取 SR 的柵極信號，由于初級線圈匝數(shù)足夠多而變壓器次級線圈匝數(shù)只有少許，可從輸出電感輕易獲取適當?shù)臇艠O電壓，如 10V 和 20V 之間的電壓。此外，單獨的輸出電感將會減輕更大磁芯的成本負擔。鑒于上述數(shù)項優(yōu)勢，電流倍增器是高輸出電流應用的最常用拓撲之一。

建議的轉換器運作原理

如圖 2 所示，從供電模式 2 開始，由于 S1 開啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級端，勵磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續(xù)流 (free-wheeling)。當兩個輸出電感分享負載電流時，SR1 承擔全部負載電流。變壓器的次級繞組僅處理 iLO1 ，因而 iLO1/n 是反射到變壓器初級端的電流，它在勵磁電流上疊加，構成初級電流 ipri。在實際上，由于漏電感的現(xiàn)象，所以 vT2 較圖 2 所示的數(shù)值稍低，但我們在這一章段中將忽略這一情況，從而簡化分析。

當S1 關斷，則開始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當 S2  輸出電容電壓等于 VCb. 時，它變?yōu)榱�。同時，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導通。然后，兩個 SR 在這個模式中一起導通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導通，由于兩個 SR 均導通，iLO1 和 iLO2 均為續(xù)流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級電流的極性快速變化。在 S2  的體二極管導通后 S2 開啟， 從而實現(xiàn) S2 的 ZVS 運作，這個模式的持續(xù)時間為

 
模式 4 是另一個充電模式，在各個 SR 之間的換向結束時開始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過 SR2 的續(xù)流�？蓮膱D2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個較小的電感。