1 引言

高壓脈沖電容能在很短時間內(nèi)迅速釋放其儲存的能量，形成強大的沖擊電流和沖擊功率，因此廣泛應(yīng)用在激光核聚變、X光機、粒子束武器等領(lǐng)域。脈沖電容器的能量存儲主要靠高壓直流充電電源來實現(xiàn)。

文獻(xiàn)利用LC串聯(lián)諧振電路研制了一臺40 kW／10 kV數(shù)字化高頻高壓脈沖電容充電電源，重點對提高功率密度和安全性能方面進行了研究，但未考慮分布電容。文獻(xiàn)基于移相閉環(huán)控制LCC串并聯(lián)諧振設(shè)計了電火花加工電源，克服了傳統(tǒng)電火花電源體積、重量大，效率低的問題，但諧振電流連續(xù)，開關(guān)損壞較大，未考慮功率輸出。

這里通過分析，研制了LC串聯(lián)諧振變換器的實際電路，針對限功率條件下充電電流減小，利用率低，充電速度慢等問題，采用閉環(huán)控制策略對等效LCC串并聯(lián)諧振電路進行控制，提高了充電速度和電源利用率，效果良好。

2 3kWLC串聯(lián)諧振電容充電電源

交流輸入整流后直流側(cè)電壓為200 V，電源輸出電壓7 kV，功率3 kW。由LC串聯(lián)諧振特性，根據(jù)恒流、峰值限定和輸出功率，計算選擇電路參數(shù)為：開關(guān)周期Ts=100μs，諧振電容C1=1μF，諧振電感L=60μH，諧振周期 ，Ts>2T1，滿足軟開關(guān)條件。

2．1 諧振充電電源系統(tǒng)框圖

圖1示出充電電源系統(tǒng)框圖，系統(tǒng)分為主電路和檢測控制電路。主電路220 V／50 Hz交流電壓經(jīng)過EMI濾波、全橋不控整流和LC濾波后得到直流母線電壓(AC／DC)，母線電壓經(jīng)過全橋逆變和諧振網(wǎng)絡(luò)變?yōu)楦哳l交流信號(DC／AC)，通過高頻變壓器升壓和高壓硅堆整流成高壓直流(AC／DC)對高壓脈沖電容負(fù)載充電。

控制系統(tǒng)核心為TMS320F2812型DSP，實現(xiàn)與上位機串行通信、系統(tǒng)上電／斷電控制、充電電壓采集以及PWM驅(qū)動信號產(chǎn)生等功能。
2．2 充電電源主電路的實現(xiàn)

按照串聯(lián)諧振電源輸出功率3 kW，輸入功率至少為：Pin=Po／η=3．5 kW。根據(jù)此輸入功率可計算輸入整流橋和LC濾波電路部分參數(shù)，整流橋選擇KBPC3006，30 A，600 V；濾波電容1 640μF，900 V；濾波電感20 mH，16A。

逆變選用兩個75 A／600 V SKM75GB063D型IGBT，該諧振電路實現(xiàn)軟開關(guān)，開通和關(guān)斷損耗均較低，因此IGBT緩沖電路參數(shù)可選擇較小容量，RCD緩沖電路中緩沖電容選用聚丙烯薄膜低感電容，緩沖電阻選用低感或無感金屬碳膜電阻，二極管為快恢復(fù)二極管。

主電路中核心器件為高頻高壓變壓器，其漏感和分布電容參與軟開關(guān)諧振的工作過程，對電路有很大影響。需合理選擇變壓器匝數(shù)、變比、磁通密度以及繞組工藝。變壓器工作頻率約為20 kHz，為減小體積重量，鐵心選擇超微晶合金C型鐵心，變壓器功率3 kW，高壓側(cè)電壓7 kV，變比1：35。

高頻變壓器初級漏感外串電感作為諧振電感，共60μH，串聯(lián)諧振電容選用高頻無感金屬化薄膜電容1μF／630 V。

2．3 充電電源控制電路的實現(xiàn)
   
控制系統(tǒng)核心DSP選用TMS320F2812，32位定點DSP，該款芯片在C2000系列DSP中性能、資源、成本等方面綜合占優(yōu)勢。

用TMS320F2812事件管理器(EV)產(chǎn)生PWM信號，可編程軟件控制死區(qū)。PWM信號有4路，兩路為一對，信號相同，因DSP輸出驅(qū)動能力不足，利用邏輯門極比較器等外部電路增強驅(qū)動能力。

系統(tǒng)需檢測高壓脈沖電容負(fù)載的充電電壓，用精密電阻分壓器分壓采集，信號需與控制電路隔離，采用線性光耦和精密運放組成信號隔離和調(diào)理電路，處理完的模擬信號送入A／D，光耦前后電路需要隔離電源。

系統(tǒng)負(fù)載為高壓脈沖電容，充電電壓的斜率與充電電流成比例，可根據(jù)I=C△u／△t計算某一時間段的平均充電電流。
3 串聯(lián)諧振實驗效果及特性分析

3kWLC串聯(lián)諧振脈沖電容充電電源完成后調(diào)試正常，恒頻條件下對600μF，15 kV高壓脈沖電容進行7 kV充電實驗，通過示波器得到圖2所示恒頻時諧振電流iL包絡(luò)和充電電壓Uo波形。

由圖2可見，充電到7 kV充電時間為22 s。由iL包絡(luò)看出其峰值為35 A，峰值先稍微增大，到充電后期逐漸減小到零。

對于電容性負(fù)載，，若電流恒定，則Uo上升速率不變，故Uo波形斜率可反映充電電流變化。圖2中Uo波形斜率說明充電電流開始較大，0～4 kV階段，電壓變化率較小，充電電流變化較少，而在4～7 kV階段，電流隨著電壓升高迅速減小，說明實際電路不是恒流充電的LC串聯(lián)諧振電路，電路中高頻變壓器和整流硅堆存在分布電容，導(dǎo)致串聯(lián)諧振電路變?yōu)長CC串并聯(lián)諧振。

系統(tǒng)實際等效電路如圖3所示，其中，并聯(lián)諧振電容C2等效為變壓器和整流硅堆分布電容，L為諧振電感，C1為串聯(lián)諧振電容。

串并聯(lián)諧振電路中，負(fù)載電容Co通過整流橋及變壓器與C2并聯(lián)，當(dāng)C2兩端電壓使整流硅堆導(dǎo)通時，Co連接到電路中，電路為L和C1串聯(lián)諧振，諧振周期為T1。當(dāng)C2兩端電壓小于等效負(fù)載電容電壓，整流硅堆不能導(dǎo)通時，Co與電路斷開，此時電路為L，C1和C2諧振，諧振周期為T2。隨著Co電壓的升高，Co連接到電路的時間減少，諧振周期逐漸減小，而LC串聯(lián)諧振周期不變。圖4示出2 kV，4 kV時iL與Uo波形，對比圖4a，b得，隨著Uo的升高，諧振周期變短，符合串并聯(lián)諧振特點，證明實際電路為串并聯(lián)諧振。

恒頻時充電電流逐漸減小，輸出功率呈波峰狀，輸出功率最大為1．5 kW，遠(yuǎn)小于設(shè)計的3 kW。在充電開始后一段時間即達(dá)到最大值，然后輸出功率逐漸減小。

根據(jù)上述分析得出該電路存在的問題：①實際電路為LCC串并聯(lián)諧振，隨著Uo升高，充電電流減小，越到后期充電速度越慢；②由于充電電流減小，造成輸出功率降低，達(dá)不到設(shè)計目標(biāo)。

針對以上問題，采用充電電流閉環(huán)控制策略可使充電電流維持恒定，實現(xiàn)理想LC諧振恒流充電。但從輸出功率角度分析，電流閉環(huán)恒流充電輸出功率曲線與電壓相同，充電末期輸出功率最大，在限制輸入電源功率的場合，僅能按照最大功率值設(shè)計電源，而該電源只有在最后階段才達(dá)到最大功率輸出，電源利用率低，電源體積重量也較大。單純的電流閉環(huán)并不是最佳的控制策略。根據(jù)實際LCC串并聯(lián)諧振功率輸出波峰狀曲線，考慮使LCC達(dá)到較大功率后實現(xiàn)恒功率輸出(例如按1．2kW)，不僅可以相對恒頻控制提高充電速度，還能減小電源的功率等級，從而減小體積重量，適合限功率、小型化場合。

4 閉環(huán)控制策略及軟件實現(xiàn)

根據(jù)上述分析，在實際LCC串并聯(lián)諧振電路中加入閉環(huán)控制策略，控制思想為：①充電開始階段，采用電流閉環(huán)，使充電電流不變，為恒流控制；②根據(jù)功率變化曲線加入功率閉環(huán)，在電源充電達(dá)到設(shè)定功率后改變充電電流，維持該功率輸出恒定，直到臨近設(shè)定充電電壓(95％)，此階段為恒功率控制：③在充電電源臨近設(shè)定充電電壓時(95％)，為提高充電精度，采取降低開關(guān)頻率，小電流充電，甚至可在達(dá)到充電電壓時，根據(jù)系統(tǒng)泄漏電流保持電容電壓恒定。

系統(tǒng)實現(xiàn)閉環(huán)控制時，需要反饋量，此系統(tǒng)需要充電電流、輸出功率和Uo。為簡化，系統(tǒng)僅采集檢測Uo，充電電流值根據(jù)Uo變化率計算得到，輸出功率通過Uo和充電電流相乘得到。

控制系統(tǒng)中，PI控制器因其控制簡單迅速，能克服余差，有良好的控制效果得到廣泛應(yīng)用。圖5為PI閉環(huán)控制軟件流程圖。

將模擬PI控制變成采用DSP實現(xiàn)的數(shù)字PI后，控制性能更加靈活。數(shù)字PI控制器模型為：

系統(tǒng)中因電流和功率控制要求不高，為防止頻繁動作，電流閉環(huán)和功率閉環(huán)都采用帶死區(qū)的PI調(diào)節(jié)器，在誤差超出死區(qū)范圍時才進行調(diào)節(jié)控制。
軟件實現(xiàn)時，充電啟動命令，先對DSP的EV賦初值輸出PWM開始充電，定時器0定時中斷后，采集電容兩端電壓值U1，等待定時器0下一個定時中斷，采集電容兩端電壓值U2，根據(jù)U1，U2，電容容量Co以及定時器0定時中斷時間T計算充電電流和功率：

Io=Co△u／△t=Co(U2-U1)／T，P=UIo=(U1+U2)Io／2       (3)

計算出充電電流和功率后，判斷如果未達(dá)到設(shè)定功率(1．2 kW)，采用電流PI控制算法，改變逆變部分開關(guān)頻率和占空比，維持充電電流恒定；如果達(dá)到設(shè)定功率后，采用功率PI算法，改變逆變部分開關(guān)頻率和占空比，使輸出功率恒定。在未達(dá)到設(shè)定電壓95％前，不斷地循環(huán)采集計算，執(zhí)行PI控制，到Uo達(dá)到設(shè)定電壓95％，EV PWM賦初值，小電流充電，達(dá)到設(shè)定的Uo，PWM停止輸出，完成充電。

電容充電完成后，若沒有立即釋放，由于電容或放電回路存在泄漏電流，導(dǎo)致電容兩端電壓逐漸減小，如果要求電壓精度較高，還可在充電末期加入小電流恒壓，保持閉環(huán)控制。

5 閉環(huán)實驗結(jié)果及分析

完成軟件編寫調(diào)試之后，利用600μF，15 kV高壓脈沖電容進行閉環(huán)控制充電的實驗，設(shè)定Uo=7 kV，功率1．2 kW。圖6a示出閉環(huán)后iL包絡(luò)和Uo波形。對比圖6a與圖2可知，恒頻時7 kV充電時間22 s，閉環(huán)后充電時間為17 s，充電速度明顯變快。圖6a中Uo波形前一階段斜率基本不變，為恒流充電。

根據(jù)實驗數(shù)據(jù)記錄得圖6b所示閉環(huán)后Uo、充電電流Io和輸出功率Po曲線，Po最大1．2 kW，在達(dá)到1．2 kW前Io基本恒定，充電到接近7 kV時Io改為小電流，Po下降。實驗效果理想。

采用閉環(huán)控制后，可實現(xiàn)1．2 kW恒功率輸出，原設(shè)計的3 kW電源系統(tǒng)主電路參數(shù)均可減小，從而減小變壓器、濾波元件、開關(guān)管等體積和重量，在設(shè)計其他電源時可減小電路功率等級，對電源的小型化和減輕重量有重要意義。

需注意的是，閉環(huán)控制調(diào)節(jié)開關(guān)頻率時，開關(guān)頻率有一個限制范圍，需保證滿足IGBT的軟開關(guān)。通過觀察恒頻控制時各個充電階段的諧振周期，判斷出諧振周期的變化范圍，根據(jù)此變化范圍來確定開關(guān)周期的變化范圍，使開關(guān)周期大于2倍諧振周期，實現(xiàn)軟開關(guān)。

通過實驗發(fā)現(xiàn)，恒頻控制時充電后期諧振周期縮小到35μs，諧振正半周時間變化較小(分布電容較小)，故末期開關(guān)周期必須大于70μs，導(dǎo)通時間大于25μs，取開關(guān)周期最小為72 μs，導(dǎo)通時間最小為26μs(導(dǎo)通時間不變)，在PI控制過程中需要滿足此限制，故系統(tǒng)需要既調(diào)節(jié)開關(guān)頻率，又調(diào)節(jié)占空比。開關(guān)周期的最大限制可在滿足應(yīng)用的條件下選擇合適的值。

圖6c示出采用閉環(huán)控制后充電到6 kV時的iL和Uo，由圖中iL波形可見充電到6 kV時，諧振電流仍為斷續(xù)，諧振正半周大概25μs，滿足軟開關(guān)。

6 結(jié)論

實際的LC串聯(lián)諧振電容充電電源都是LCC串并聯(lián)諧振，采用閉環(huán)控制策略可改善LCC串并聯(lián)諧振電路的性能，提高充電速度及電源利用率，降低電源功率等級，減小電源的體積和重量，適合限制功率，要求小型化的場合。